本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括以下步骤：

2、谐振电流的采集和处理

通过电流互感器或在串联谐振电路中串入一个小电阻，以电压的形式测量得到初始谐振电流iresp，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到iresin。将放大后的谐振电流iresin的相位前移ts，前移的时间为控制器器、驱动电路及开关器件切换等延迟时间，以保证开关器件在谐振电流过零点时切换状态。将前移后的谐振电流iress从正弦波形转换为控制器可识别的脉冲波形ires通入控制器，以检测过零点，脉冲波形ires的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器的电平一般为3。3v或5v。

2、输出电压的采集

通过电压互感器或电阻分压的方式测量输出电压uout，采用电阻分压的方式还需要通过线性光耦将功率电路与控制电路隔离。

3、电压比较值的给定

电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制，直接电压滞环控制是采集输出电压uout，直接与给定的电压比较值进行比较，将结果输入控制器；间接电压滞环控制是输出电压uout与给定的参考电压uref通过调节器，将其结果与给定的电压比较值进行比较。直接电压滞环控制的给定电压比较值根据给定的参考电压uref和滞环的数量、宽度直接决定，随输出电压uout的变化而变化；间接电压滞环控制的给定电压比较值根据调节器的参数和设定的滞环数量、宽度决定，不因输出电压的变化而变化。

给定电压比较值的数量取决于逆变器的输出电平数。逆变器输入电平数n，由低到高分别为ui2、ui2、ui3、、uin。则逆变器输出电平数2n2，由高到低分别为uin、uin2、uin2、、ui2、0、ui2、ui2、ui3、、uin。每种状态输出一种电平，因此有2n2种状态，按输出电平由高到低分别称为n状态、n2状态、n2状态、、0状态、2状态、2状态、3状态、、n状态，给定电压比较值的数量为2n，滞环的数量为n。

对于直接电压滞环控制，环宽由低到高分别为给定的参考电压uref的2h2、2h2、、2hn，给定电压比较值由低到高分别为：u2，u2，。u2n，则u22hnuref，u22hn2uref，u32hn2uref，，un2h2uref，un22h2uref，un22h2uref，un32h3uref。，u2n2hnuref。

对于间接电压滞环控制，设定调节器的输出稳定在ur，环宽由低到高分别为ur的2h2、2h2、、2hn。给定电压比较值由低到高分别为：u2，u2，。u2n，则u22hnur。u22hn2ur，u32hn2ur。，un2h2ur，un22h2ur，un22h2ur，un32h3ur，，u2n2hnur。

4、确定下一个控制状态

对于直接电压滞环控制，输出电压uout与给定的电压比较值进行比较，uout大于给定的电压比较值，比较器输出“2”，uout小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“2”信号的数量为，与下一个输出状态的和值为n，即0，下一个状态为n、2，下一个状态为n2、2，下一个状态为n2、、n，下一个状态为0、n2，下一个状态为2、n2，下一个状态为2、n3，下一个状态为3、、2n，下一个状态为n。

对于间接电压滞环控制，调节器的输出电压uoutr与给定的电压比较值进行比较，uoutr大于给定的电压比较值，比较器输出“2”，uoutr小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“2”信号的数量为，与下一个输出状态的差值为n，即2n，下一个状态为n、2n2，下一个状态为n2、2n2，下一个状态为n2、、n，下一个状态为0、n2，下一个状态为2、n2，下一个状态为2、n3，下一个状态为3、、0，下一个状态为n。

除此之外，还需对谐振电流和电容器c的电压进行限制，设定最高限值，若两者有其一超过设定的限值，下一个输出状态强制为零状态或负状态，若两者都超过设定的限值，下一个输出状态强制为负状态，以保护开关器件，防止过电流和过电压。

另外，比较器输出的脉冲信号的幅值要与控制器的处理电平相同，控制器的处理电平一般为3。3v或5v。

5、输出开关控制信号

输入到控制器中的信号有前移后变为脉冲波形的谐振电流信号ires，滞环比较的2n个结果，根据滞环比较的结果确定下一个状态。将ires的半周期整数倍作为确定状态的触发信号，根据下一个状态输出开关器件的驱动信号。ires的半周期为开关器件切换状态的触发信号。

根据开关器件不同的导通方式，多电平逆变器的输出有3种基本状态。分别为正状态、零状态、负状态。正状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同，对谐振电流起到增强作用；零状态是多电平逆变器输出脉冲电压为零，谐振电路形成回路，谐振电流仅受负载影响；负状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的方向不同相应的多电平逆变器的输出电平方向也要随之改变，开关器件对应不同的导通方式。在谐振电流的过零点切换开关器件的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。

零状态时。多电平逆变器的基本4个开关器件轮流导通两个上桥臂或两个下桥臂，考虑到开关器件的使用寿命，不易一直导通两个上桥臂或两个下桥臂。如果开关器件反并联快速二极管，也可根据谐振电流的方向导通基本4个开关器件中的一个，利用相应的一个快速二极管替代与之并联的开关器件导通形成回路。

对于负状态，若多电平逆变器中的开关器件都反并联了快速二极管，可关闭所有的开关器件，任由谐振电路根据自身能量选择导通的快速二极管形成通路，此种控制方法简单。但是n种负状态无法确定控制。若要控制负状态，必须通过导通开关器件的方式，对于不同的谐振电流方向，某个负状态导通的开关器件是不同的。

对于单向多电平逆变器。只有一侧增加了开关器件，以增加输入的电平数量，对于两个方向的谐振电流。控制开关器件导通时只能通过“互补”的方式。基本的4个开关器件为s2h、s2h、s2l、s2l，s2h和s2h组成一个桥臂。s2l和s2l组成一个桥臂，s2h和s2l为两个上桥臂。在前侧增加开关器件s3、s4、s5、、sn2，输入的电平数为n，以h点流向l点为谐振电流正方向，对于t2tn2状态，增加的输入电平为uin2t，谐振电流为负时，开关器件st和s2l导通，或开关器件st和s2l反并联的快速二极管d2l导通，向谐振电路输出uin2t电平，而谐振电流为正时，无法通过开关器件st的导通来输出uin2t电平，开关器件st和s2l导通，或开关器件st和s2l反并联的快速二极管d2l导通，向谐振电路输出uin2tuin电平，因此，对于谐振电流为正的t状态，必须导通与开关器件st互补的那个开关器件sn4t，并同时导通开关器件s2l或与s2l反并联的快速二极管d2l，向谐振电路输出uit2uin电平，若要效果相同，电平uit2与uin2t必须互补，即两者之和为uin，对于每种负状态都可以采用“互补”的导通方式，要求各状态输入的电平具有等差的线性关系，即ui22ui2、ui33ui2、ui44ui2、、uinnui2。对于后侧的单向多电平逆变器，控制负状态，也通过“互补”的导通方式。

对于双向多电平逆变器，在两侧对称增加开关器件，前侧增加s3h、s4h、s5h、、sn2h，后侧增加s3l、s4l、s5l、、sn2l，对于t2tn2状态，增加的输入电平为uin2t，sth和stl输入的电平都为uin2t，谐振电流为负时，开关器件sth和s2l导通，或开关器件sth和s2l反并联的快速二极管d2l导通，向谐振电路输出uin2t电平，谐振电流为正时，开关器件stl和s2h导通，或开关器件stl和s2h反并联的快速二极管d2h导通，向谐振电路输出uin2t电平。对于双向的多电平逆变器，各状态输入的电平不要求具有等差的线性关系。

对于正状态，单向多电平逆变器仍需采用“互补”的导通方式，各状态输入的电平要求具有等差的线性关系，对于t2tn2状态，增加的输入电平为uin2t，谐振电流为正时，开关器件st和s2l导通，向谐振电路输出uin2t电平，谐振电流为负时，导通与开关器件st互补的开关器件sn4t，并同时导通开关器件s2l，向谐振电路输出uin2t电平；双向多电平逆变器对于t2tn2状态，谐振电流为正时，开关器件sth和s2l导通，向谐振电路输出uin2t电平，谐振电流为负时，导通开关器件stl和s2h，向谐振电路输出uin2t电平。

对于n状态，谐振电流为正，开关器件s2h和s2l导通，谐振电流为负，开关器件s2l和s2h导通；n状态时，谐振电流为正，开关器件s2l和s2h导通，如果开关器件反并联快速二极管，也可由快速二极管d2l和d2h自行导通，谐振电流为负，开关器件s2h和s2l导通，或由快速二极管d2h和d2l自行导通。

基于谐振软开关技术的采用多电平逆变器的dcdc变换器在谐振电流过零点时切换开关器件的通断，消除了开关损耗，另外，多个开关器件并联在一起作为一个开关阀，可以达到均压和均流的效果，弥补osfet或igbt的容量。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：第一、消除了开关损耗；第二、控制快速、简单；第三、开关器件频率恒定；第四、在谐振电流过零点时切换开关器件的状态，达到了很好的均压和均流效果，便于对开关器件并联增容；第五、所需要的控制器io引脚很少，一个控制器可控制多个该dcdc变换器。未完待续。啃书小说网KenShu.CC收集并整理,版权归作者或出版社。